авторефераты диссертаций БЕСПЛАТНАЯ РОССИЙСКАЯ БИБЛИОТЕКА - WWW.DISLIB.RU

АВТОРЕФЕРАТЫ, ДИССЕРТАЦИИ, МОНОГРАФИИ, НАУЧНЫЕ СТАТЬИ, КНИГИ

 
<< ГЛАВНАЯ
АГРОИНЖЕНЕРИЯ
АСТРОНОМИЯ
БЕЗОПАСНОСТЬ
БИОЛОГИЯ
ЗЕМЛЯ
ИНФОРМАТИКА
ИСКУССТВОВЕДЕНИЕ
ИСТОРИЯ
КУЛЬТУРОЛОГИЯ
МАШИНОСТРОЕНИЕ
МЕДИЦИНА
МЕТАЛЛУРГИЯ
МЕХАНИКА
ПЕДАГОГИКА
ПОЛИТИКА
ПРИБОРОСТРОЕНИЕ
ПРОДОВОЛЬСТВИЕ
ПСИХОЛОГИЯ
РАДИОТЕХНИКА
СЕЛЬСКОЕ ХОЗЯЙСТВО
СОЦИОЛОГИЯ
СТРОИТЕЛЬСТВО
ТЕХНИЧЕСКИЕ НАУКИ
ТРАНСПОРТ
ФАРМАЦЕВТИКА
ФИЗИКА
ФИЗИОЛОГИЯ
ФИЛОЛОГИЯ
ФИЛОСОФИЯ
ХИМИЯ
ЭКОНОМИКА
ЭЛЕКТРОТЕХНИКА
ЭНЕРГЕТИКА
ЮРИСПРУДЕНЦИЯ
ЯЗЫКОЗНАНИЕ
РАЗНОЕ
КОНТАКТЫ

Pages:     | 1 |   ...   | 2 | 3 || 5 |

Синтез алгоритмов и устройств нелинейной фильтрации последовательностей многозначных импульсных сигналов

-- [ Страница 4 ] --

ПУ (рис.9) содержит дискриминатор (Д) двоичных ФМ-сигналов, аналого-цифровой преобразователь (АЦП), рекуррентный согласованный фильтр (РСФ) с 14 каналами и решающее устройство (РУ). Каждый канал РСФ имеет сумматор () и линию задержки (ЛЗ) на такт работы ПУ.

По мере поступления ШПС, на выходе канала РСФ с наиболее вероятной в данный момент, -значной комбинацией символов образуется максимум логарифма отношения апостериорных вероятностей значных комбинаций, который перемещается из канала в канал, увеличиваясь по абсолютной величине. На рис.10 представлены этапы накопления пяти ШПС при наличии и отсутствии шума.

Характерной особенностью устройства (рис.9) является (при отсутствии шума) равенство нулю сигналов на L-м такте на всех выходах РСФ за исключением выходов, которые соответствуют принимаемым ШПС. Это свойство позволяет реализовать оптимальную помехоустойчивость при обнаружении и распознавании нескольких ШПС.

Синтезированные ПУ с РСФ могут решать задачу одновременного обнаружения и распознавания ШПС. Приведенные эпюры наглядно демонстрируют принципиальную возможность одновременного обнаружения и распознавания нескольких ШПС ресурсами меньшими, чем известные многоканальные устройства.

Показано, что при поиске ШПС на фоне белого гауссовского шума отношение сигнал/шум по мощности на выходе РСФ равно ; вероятность ложной тревоги в -ом канале РСФ , где – функция ошибок; вероятность пропуска сигнала ; вероятность искажения , где – вероятность правильного обнаружения.

Характеристики обнаружения ШПС с периодом 15 приведены на рис.11. Цифрами обозначены кривые: 1); 2); 3); 4) и 5).

Помехоустойчивость ПУ с РСФ зависит главным образом от времени накопления ШПС (и/или периода ШПС). При заданных вероятностях ошибок обнаружения сигналов расчеты дают следующее выражение для времени поиска ШПС:

. (25)

Исследование помехоустойчивости синтезированных ПУ с РСФ, при одновременном обнаружении и распознавании нескольких ШПС, показало, что синтезированные устройства реализуют потенциальную помехоустойчивость приема ШПС при меньших затратах технических и временных ресурсов по сравнению с известными оптимальными устройствами на основе многоканальных корреляторов или согласованных фильтров за счет отсутствия умножителей и генераторов опорных ШПС.

В главе 3 также рассмотрена задача быстрого поиска ШПС, построенных на основе многокомпонентных псевдослучайных кодов, являющихся комбинацией нескольких МЛРП. Особенности корреляционных функций комбинированных последовательностей позволяют осуществлять раздельную обработку ее компонент и синтезировать ПУ с меньшими затратами технических ресурсов, чем известные системы на основе многоканальных корреляторов.

Будем считать, что сигнал построен на основе n–компонентной комбинированной последовательности, где компонентами являются МЛРП со взаимно простыми периодами. Примем в качестве критерия обнаружения сигнала критерий Неймана-Пирсона, по которому наличие ШПС определяется на основе сравнения сигналов на выходе каналов поиска компонент зондирующего сигнала с выбранными порогами обнаружения компонент .

Уравнения фильтрации m-значных комбинаций символов ПСП -й компоненты представлены системой (26). Здесь , где q,...,n = 1,2; – отношение апостериорной вероятности наличия й mзначной комбинации двоичных символов компоненты на на (k+1)-м такте работы ПУ к апостериорной вероятности наличия mзначной выборки шума; – логарифм функционала правдоподобия манипулированной фазы единичного импульса сигнала.

Обобщенная схема ПУ комбинированных ШПС представлена на рис.12. Устройство содержит дискриминатор, формирующий логарифм функционала правдоподобия дискретного параметра ШПС; n многоканальных фильтров (где n – число компонент), работающих по алгоритму (26) и общее решающее устройство (РУ), определяющее факт наличия или отсутствия сигнала в принимаемом колебании и его задержку.

;....................... (26) ;....................... . Рис.12. Обобщенная структура ПУ комбинированных ШПС.


В соответствии с выбранным критерием решение о наличии сигнала принимается при одновременном превышении порога в каждом РСФ:

. (27)

Номер интервала дальности, в котором имеется цель, определяется на основании номеров каналов в которых произошло превышение порога.

Порог H определяется выражением:

. (28)

 Вероятность правильного-246 Рис.13. Вероятность правильного
обнаружения комбинированного ШПС.

Вероятность обнаружения d сигнала, построенного на трехкомпонентной комбинированной последовательности периода L = 3225, устройством рис.12 иллюстрирует рис.13.

Синтез ПУ для обработки импульсных коррелированных сигналов в главе 1 осуществлялся в предположении, что все параметры сигнала, за исключением информационного, известны.

Такой подход к решению многих радиотехнических задач является обоснованным, так как позволяет получить результаты, близкие к потенциально возможным. В действительности из-за непостоянства условий приема импульсных сигналов (фединг, доплеровский сдвиг несущей частоты, случайная задержка сигнала и т.д.) все параметры сигнала в той или иной степени подвергаются случайным изменениям, что приводит к снижению точности передачи полезной информации.

В четвертой главе решается задача совместной фильтрации дискретного и непрерывных параметров коррелированной последовательности двоичных радиоимпульсов при предположении, что дискретный параметр представляет собой цепь Маркова с двумя значениями, амплитуда сигнала – релеевский или гауссовский марковский процесс, а остальные параметры (фаза несущей частоты, задержка сигнала и т.д.) – гауссовские марковские процессы с непрерывным пространством изменения. Синтезированы устройства совместной нелинейной фильтрации дискретного и непрерывных параметров импульсных сигналов, в которых за счет перекрестных связей между каналами измерения непрерывных и дискретного параметров осуществляется весовая обработка, обеспечивающая высокую эффективность фильтрации дискретного информационного параметра.

Пусть на входе ПУ действуют аддитивная смесь полезного радиосигнала и помехи

, (29)

где – информационный параметр, – сопутствующие параметры, постоянные на интервале наблюдения , где – период тактовой частоты.

Дискретный параметра сигнала представляет собой простую однородную цепь Маркова с двумя равновероятными состояниями и , заданными вектором значений и матрицей вероятностей переходов от одного значения к другому . Параметр a (амплитуда сигнала) – релеевский случайный марковский процесс:

, (30)

где – белый шум с двусторонней спектральной плотностью G.

Параметры – гауссовские случайные марковские процессы:

, (31)

где – белый гауссовский шум с двусторонней спектральной плотностью и корреляционной функцией ; , – ширина спектра флуктуаций энергетического и неэнергетических параметров соответственно.

Требуется синтезировать алгоритм и структуру ПУ совместной фильтрации дискретного и непрерывных параметров двоичных импульсных коррелированных сигналов.

Алгоритм фильтрации дискретного параметра синтезирован в виде:

. (32)

где ; ; ; ,

где , , – апостериорная дисперсия флуктуаций амплитуды, , – априорная дисперсия флуктуаций амплитуды; – сигнальная функция, вычисленная на основе экстраполированных оценок измеряемых параметров; – оценка амплитуды в k-ом такте; – дисперсия флуктуаций белого гауссовского шума.

Уравнение для оценки амплитуды сигнала:

(33)

где , , . (34)

Уравнения оценок неэнергетических параметров:

(35)

где ; ; .

Анализ уравнений (32)-(35) показывает, что выход канала измерения дискретного параметра сигнала управляет через коэффициенты и формированием оценки энергетического параметра и формированием оценок неэнергетических параметров . Особенностью фильтрации неэнергетических параметров при релеевских, как и при гауссовских флуктуациях амплитуды сигнала является зависимость оценок неэнергетических параметров от экстраполированной оценки амплитуды . Наличие перекрестных связей между каналом измерения дискретного информационного параметра и каналами измерения непрерывных параметров указывает на существенную зависимость оценок параметров.

Исследован частный случай фильтрации дискретного параметра и амплитуды радиоимпульсов, флуктуирующей по гауссовскому или релеевскому законам.

Сигнал на входе ПУ при гауссовских флуктуациях амплитуды: можно представить в виде

, , (36)

где – прямоугольный импульс единичной амплитуды длительностью Т; – начальная фаза, являющаяся независимой от такта к такту, равномерно распределенной на интервале случайной величиной; – реализация белого гауссовского шума с двусторонней спектральной плотностью N. Амплитуда сигнала представлена суммой известного среднего значения и случайной величины , являющейся непрерывным гауссовским марковским процессом.





Для поставленной задачи уравнение фильтрации дискретного параметра сигнала при наличии гауссовских флуктуаций амплитуды получено в виде

. (37)

Уравнение фильтрации амплитуды сигнала:

, (38)

где – экстраполированная оценка флуктуирующей составляющей амплитуды;

.

Анализ уравнения нелинейной фильтрации (37) позволяет сделать выводы: если дисперсия гауссовских флуктуаций амплитуды по сравнению с дисперсией шума на входе ПУ мала, то осуществляется в основном линейное детектирование импульсных сигналов при любом времени корреляции флуктуации амплитуды; если дисперсия флуктуаций амплитуды по сравнению с дисперсией шума велика, то преимущественно выполняется квадратичное детектирование как при коррелированных, так и при некоррелированных флуктуациях амплитуды.

При релеевских флуктуациях амплитуды, сигнал на входе ПУ имеет вид

(39)

где амплитуда сигнала представляет собой релеевский марковский процесс (30).

Уравнение оценки амплитуды при этом совпадает с (33). Сравнение уравнений (32) и (37) показывает, что структура ПУ при изменении флуктуации амплитуды от гауссовских до релеевских остается неизменной, отличаясь лишь весовыми коэффициентами, входящими с структуру каналов оценки амплитуды импульсного сигнала.

Исследования показывает, что: помехоустойчивость приема коррелированных последовательностей двоичных радиоимпульсов с релеевской флуктуирующей амплитудой при наличии в ПУ канала измерения амплитуды выше, чем без канала измерения амплитуды. При отношении сигнал/шум = 36 и сильно коррелированных флуктуациях амплитуды (T=0,001) проигрыш в мощности сигнала ПУ без канала измерения амплитуды достигает 6 дБ и более при .

Рассмотрен также частный случай совместной фильтрации дискретного параметра, амплитуды и задержки последовательностей радиоимпульсов с медленно флуктуирующей по гауссовскому закону амплитудой на фоне белого гауссовского шума.

Уравнение фильтрации дискретного параметра сигнала при малых флуктуациях амплитуды получено в форме:

. (40)

где , – логарифм функции правдоподобия в экстраполированной точке оценки амплитуды и задержки сигнала.

Уравнения для апостериорной оценки задержки и ее дисперсии :

, (41)

где – апостериорная дисперсия задержки;

. (42)

 Структура оптимального ПУ для-322

Рис.14. Структура оптимального ПУ для фильтрации двоичных
коррелированных сигналов с флуктуирующими амплитудой и задержкой.

Уравнение нелинейной фильтрации амплитуды последовательности радиоимпульсов при гауссовских флуктуациях аналогично уравнению (38).

Структура ПУ, реализующего алгоритм совместной оценки дискретного параметра сигнала, амплитуды и задержки, построенного на основе уравнений (40), (41), (38) представлена на рис.14.

При медленных флуктуациях непрерывных параметров сигнала уравнения оценки непрерывных параметров радиоимпульсов и, соответственно, структуру ПУ можно упростить. Так как, при , что наблюдается при приеме сильно коррелированных последовательностей радиоимпульсов, весовые коэффициенты и могут изменяться от значений, близких к единице, до значений, близких к нулю, то уравнения для оценки задержки (41) и амплитуды (38) можно представить приближенными выражениями

, (43)

 (44) На рис.15 представлены результаты-327 (44)

На рис.15 представлены результаты расчета выигрыша по мощности при совместной оценке дискретного и непрерывных (амплитуды и задержки) параметров сигнала. Отношение сигнал/шум на входе ПУ равно = –3 дБ; . Пунктиром обозначены графики выигрыша при отсутствии каналов измерения амплитуды и задержки в ПУ. При , и выигрыш по мощности в отношении сигнал/шум составляет 11.5 дБ.

Рис.15. Выигрыш в отношении
сигнал/шум на выходе ПУ.


Pages:     | 1 |   ...   | 2 | 3 || 5 |
 

Похожие работы:










 
© 2013 www.dislib.ru - «Авторефераты диссертаций - бесплатно»

Материалы этого сайта размещены для ознакомления, все права принадлежат их авторам.
Если Вы не согласны с тем, что Ваш материал размещён на этом сайте, пожалуйста, напишите нам, мы в течении 1-2 рабочих дней удалим его.